Главная страница Комод Кухня Компьютерный стол Плетеная мебель Японский стиль Литература
Главная  Устройства сложения и распределения 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 [ 13 ] 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49

в [89] анализируется влияние допусков на характеристики МУ.

Можно расширить полосу частот и кольцевого МУ (рис. 1.9). Так, например, для получения симметрии относительно входов / и 2 развязывающее (балластное) сопротивление Rq = R можно заменить двумя равными сопротивлениями 2R, разнесенными на Х/2 (рис. 5.11). В этом случае коэффициент отражения на каждом из входов 1 и 2 при подключении к ним синфазных равноамплитудных источников при условии R = l, Wo = Y2 составит

0,5 sin л: cos х - ] sin х cos х

(2cos=a; -3,5з!п2д;)созд;+ 2 (3 cos д;-sin д;) sin д;

(5.8)

Частотные характеристики МУ, изображенного на рис. 5.11, приведены на рис. 5.12 (см. также [89]).

Развязка между входами 1 и 2 просто рассчитывается с использованием выражения (2.35), где

cos x-j (З/уТ) sin X cos х

cos x-2sixix-\-j{5 IY2 ) sin д; cos ;c

И также иллюстрируется рис. 5.12.

Для расширения полосы частот подключим последовательно со входами 1 W 2 разомкнутые на концах линии {W; х). При этом

р 2Y2 Wcos x-\-{\l2-\-W IY2)sin x~i[{Y2-2W)s\nx + b]cosx 2{\-\-Y2 W)cosx-c-\-i[{3Y2 +2W)s\nx-b+V2 sinxlcos x]

где b =:r;cos2 xlsmx; с = (3,5 + W/Y2) sin x/cos x. При W = = 0 это'выражеиие^сводится]к (5.8). Полагая, например, W = = 1/У~2, получаем максимально плоскую характеристику. Развязка между входами 1 и2 почти не зависит от величины W, изменяющейся в пределах О W 1.



90 S5 80 75 Х,грав

Рис. 5.11. Кольцевое МУ с избыточным развязывающим резистором

Рис. 5.12. Графики, .характеризующие частотные свойства МУ, изображен-.

ного иа рнс. 5.11 .

Дальнейшее развитие кольцевая схема получила в работе [12], где анализируются различные случаи многократного увеличения длин отрезков линий, что может потребоваться иа весьма высоких частотах, и пути расширения рабочей полосы при взаимных соединениях кольцевых МУ, подключении дополнительных четвертьволновых отрезков связанных и одиночных линий (рис. 5.13). В этих случаях увеличивается развязка между входами 1-2 и 3-4 (рис. 5.14, й), уменьшается рассогласование'и стабилизируется коэффициент деления (рис. 5.14, б).

Квадратурный МУ (рис. 1.10) можно развить до -секционной структуры (рис. 5.15) с сохранением полной симметрии (симметрия относительно двух взаимно перпендикулярных плоскостей), т. е. = Г„, =

Гз = и т. д., г; = = г;+., г; = г;, =

и т. д.

Используются два варианта выбора этих величин. В одном из них идентичны между собой все величины Wi и все величины Wk (k = 2, 3, п) и, наконец, W[=Wn+i- Соответствующие устройства называют-


Рис. 5.13. Кольцевое МУ с корректирующими линиями; номинальные сопротивления на всех входах равны Го/У2

80 1)

1ZS

80 В)

Рис. 5.14. Графики, характеризующие частотные свойства схемы рис. 5.13: / - при одииочиы.х корректирующих линиях; 2 - при связанных корректирующих линиях; 3 - при тех и других

1 W,

----

Рис. 5.15. Структура п-секционного МУ



ся периодическими. Во втором варианте волновые сопротивления участков разные (естественно, с соблюдением полной симметрии).

Периодические структуры имеют более удобные величины волновых сопротивлений, но число ступеней для обеспечения той же ширины полосы, что и для непериодических, примерно вдвое больше.

Методы расчета обоих вариантов достаточно хорошо разработаны и изложены в монографиях [6-9].

Часто возникает потребность регулировать коэффициент деления. Этому требованию удовлетворяет, в частности, модификация трехшлейфного МУ, у которого к концам центрального шлейфа подключаются два реактивных двухполюсника, регулируюш,их коэффициент деления [5, 34].

5.3. устройства на двухпроводных линиях

Определим для Л1У (рис. 1.8) при R, = R (j = I частотную зависимость коэффициента отражения, одинакового для каждого входа. При закорачивании входа, развязанного по отношению к любому выбранному, получим цепь (рис. 5.16, а), анализ которой дает

5 = /.

2W sin 2х + / l(W2 + 2) sin х-2 cos х]

(5.9)

Задаваясь допустимым рассогласованием на средней частоте (х=я/2), можно найти нормированную величину волнового сопротивления W и значение х = х', при котором S = О, а также интервал по х, на котором I S К I S U=n/2- Так, например, допуская S \х=л/2 = = 0,125, находим, что W = К14/3. Подставляя в (5.9) это значение W, определим интервал по х, на котором S К 0,125 (рис. 5.16, б).

При W = У2 характеристика плоская, а полоса более узкая, чем при предшествуюш,ей характеристике по Чебышеву. Проводимость по каждому входу в этом случае составит г/= 0,5 (1 - / ctg х), реактивную составляюш,ую которой можно скомпенсировать параллельно подключенной перестраиваемой емкостью.

Для расширения полосы при некотором I S I шах (или для уменьшения I S I jnax в задаваемой полосе) можно ввести корректируюш,ие элементы, в частности, подключить последовательно на каждом входе отрезок разомкнутой на конце линии (11, Я/4). В этом случае коэффициент отражения на любом входе.


iff ai,zpad

Рис. 5.16. Вспомогательная цепь для определения 5 = = /(х) (а) и расчетные зависимости (б)

определяемый тем же способом, что и для схемы рис. 1.8, составит:

Il7 2Il/-i + a-6

4(l+Il/iIl/-i-Il/ir-ictg2x)ctgx-t-/(r+21l7-i + a-6)

(5.10)

где а = ctg* х, Ь = 21 (2 + WW - W- Wl) ctg x.

Для получения максимально плоской характеристики Si = = / (х) следует принять W = /2, а величину определить, приравнивая нулю множитель при ctgx в числителе (5.10): 2-\-{WjY2)~ - l/WiK2~= 0. Решение этого уравнения дает = УЪ - У% Подставив в (5.10) значения W = У2 я найденное Wi, получим зависимость jSil = /(х) на рис. 5.17. При W = У2, кроме 5;с=я/2 = = О, можно приравнять нулю S J еще и при другом значении х. Для этого представим числитель в (5.10) как {ctgx -[1 -j-+ (2 ]/2/Wi) - l/Wil} ctgx и потребуем, например, чтобы ( S = = О при X = 45°. Это будет, если = 1/2 У 2, подставив которое в (5.10), получим зависимость iSgl = I (х).

Допустив рассогласование на средней частоте, можно представить числитель (5.10), в частности, как (ctg х - г/) получив нуль коэффициента отражения кратным 2. Величины W и определятся теперь из системы двух уравнений

2)/2Г1 = ф и 1 + (2Г/Г1) = 1/Г^ = 2 г/.

Полагая, например, S 1 О при х = 45°, чему соответствует г/ = 1, находим, что W = МУТ, Wi = 1/К7, при которых получим зависимость I S3I = / ix). Если при I S и=л/2 ф О расположить два нуля коэффициента отражения при разных значениях х [35], то полоса расширяется. Дальнейшее ее расширение достигается при дополнительном шунтировании всех входов короткозамкнутыми на концах линиями (W2; х) длиной я/4. В [85] рассматривается коррекция с помощью каскадно включаемых отрезков линий.

Можно воспользоваться коррекцией промежуточного типа, осуществляемой со стороны любой одной пары взаимно развязанных входов [36]. Там же приведены различные конструктивные варианты выполнения основного узла рассматриваемого МУ. Наиболее



90 SO 70 ВО 50 S,sp ff

Рис. 5.17. Расчетные зависимости корректированной схемы рис. 1.8 Рис. 5.18. Вариант конструктивного выполнения схемы рис. 1.8



компактный из них (рис. 5.18) основан на том, что одна линия, состоящая из двух участков между входами 3 и 4 и проходящая через вход 2, находится в плоскости нулевого потенциала другой такой же линии, проходящей через вход / [38].

Существенное расширение полосы частот достигается в устройстве (рис. 5.19). Анализ его [39] в предположении, что все линии сделаны идентичными, состоит в следующем.

Вход / независимо от частоты полностью развязан со входом 2, аналогичное положение справедливо для входов 3 и 4. Поэтому остается определить входные сопротивления и соответствующие коэффициенты отражения, причем в силу симметрии устройства относительно входов /-2, а также 5-4Zbxi = Zbx2 = Zi и Zвxз = Zвx4==-- Zj. Матрица рассеяния для него имеет зид

[S] =

и в силу ее унитарности I Su = 5зз[ == S , т. е. модули коэффициентов отражения на всех входах одинаковы. Поэтому достаточно определить коэффициент отражения по любому одному входу. Учитывая, что середины сопротивлений R, подключенных ко входам 3 u4, имеют нулевой потенциал, получаем схемы рис. 5.20 для расчета входного сопротивления Z:

1 {Wi/R)~iictgxi+iWi/W,)c\gx,] 2 l-(ri/ 72)ctgxictgx2-y{WV/?)ctgxi

Обычно можно выбрать достаточно малым отношение Wi/Ws-, обеспечив малое шунтирующее действие линии {W, х^). Полагая

S33.-



2Ri 7 Т-~0ЩЦХ1 -

Рис. 5.19. My с расширенной полосой

Рис. 5.20. Вспомогательные схемы для расчета коэффициента отражения 80


(5.11)

д; = х как наиболее важный случай, находим коэффициент отражения на входах / и 2 относительно r = Pi/Wi и при Wi=l

i -2r+(2r/it2) ctg x-i [1 -(2r )} ctg x

l ? + 2r-(2r/ir2)ctg2x-;[l + (l/Il72) + {4rlR)\ ctg x

Для оптимизации параметров устройства при условии 1,

заданном реальной конструкцией, примем 2г/Р = 1 + (l/Wg) из равенства нулю мнимой составляющей числителя в (5.11). В этом случае

l-2r;? + 2r(2r-;?)ctgx

l-f-2r/?-2r(2r-/?)ctg2a; -;(4г ?) ctg x

Полагая, например, = 4, потребуш, чтобы S = 0 при х = 45°. Это приводит к значениям R = 4/15 и г = 5/2 У\Ь, при которых S -(-1 + ctg х)/(7 - ctg X - j 15/2 igx),

что дает существенный эффект в сравнении с максимально плоской характеристикой при = 4, когда Р = 2г = 1. Для расширения полосы можно ввести последовательно на всех (или на двух взаимно развязанных) входах разомкнутые на концах линии, выбрав их волновые сопротивления (попарно одинаковые) оптимальными для конкретных условий. Так, подключив последовательно только ко входам 3 и 4 разомкнутые на концах линии (W; х), получим схему, приведенную на рис. 5.21. Ее анализ при r = Ri/R и i? = l дает (а-Ь) cosx+j lc-2r/Wi + (2r ctgxVWal sin x (a+b) cos x + j [с +2r/Wi-(2r ctg x)/W2] sin л;

где a = 1 + WJW, b = 2r + 2 WrlW - (2 Wr/W) ctg x; с = = Wi - W (I + W1/W2) ctg X. Для исключения мнимой составляющей числителя примем, что W\ = 2г и W + {WW1/W2) -

Рис. 5.21. Цепь для расчета коэффициента отражения на входах 1 п 2 при дополнительных корректирующих линиях

г-]№Щх


0,05-

0,157

30 80 70 SO 50 itO 30 х.граО Рис. 5.22. Расчетные зависимости для корректированной схемы рис. 5.19



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 [ 13 ] 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49

© 2007 EPM-IBF.RU
Копирование материалов разрешено в случае наличия письменного разрешения