Главная Устройства сложения и распределения 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 [ 15 ] 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 Нетрудно показать, что падающие н отражен1;ые волны на входах такой линии связаны зависимостью = Г (1 - е-2/)/(1 - Пс-А), (6.14) aja = (I - Р)е-м/(1 - Г\-=.-), где Г - коэффициент отражения на стыках средней секции с соседними. Сравнивая эти выражения с (6.3) и (6.4), замечаем соответствие bi/fli выражению для у, а aja - для р при условии, что т = = 4Г^/(1 + t f и wjr > 1- Отсюда следует, что НО можно рассматривать как четвертьволновый ступенчатый трансформатор импеданса. Эту эквивалентность можно установить непосредственно из выражений для сопротивлений синфазного и противофазного возбуждений. Анализ НО, состоящего из нескольких каскадно включенных секций одинаковой длины х, можно провести на основе метода Синфазного и противофазного возбуждений. Тогда анализ сводится к рассмотрению простого каскадного соединения отрезков передающих линий, длины которых равны четверти длины волны на средней частоте. Так как секции включаются между собой по принципу согласования, то для волновых сопротивлений спнфазного и противофазного возбуждений должно выполняться условие wrwt = r\ Результаты расчета многосекционных НО с чебышевской характеристикой передачи [22] для трех-, пяти- и семисекционных равноплечих НО, для различных Дт приведены в табл. 6.2-6.4. Поскольку НО симметричны и волновые сопротивления равноотстоящих от центра секций одинаковы, то в таблицах приводятся нормированные импедансы wt лишь для половины числа секций. В табл. 6.5 приведены данные для расчета трех-, пяти- и семисекционных НО с максимально плоской характеристикой. Таблица 6.2
Таблица 6.3
Таблица 6.4
Таблица 6.5
6.3. СИММЕТРИРУЮЩИЕ УСТРОЙСТВА Синфазно-противофазные устройства с несимметричными относительно ч-земли входами (рис. 6.10) часто образуются путем соединения синфазного (а) и противофазного (Б) неразвязанных делителей мощности*. Последний, называемый также симметрирующим устройством (СУ), имеет большое самостоятельное значение. ♦Делителю Л соответствует первый столбец матрицы (2.39), а делителю 5 - второй- Таблица 6.6 и, о. -о и,о Z/ / / / , Lr о-П о- 7XJJ <о1/,а l/fO- О /79 У 1Л о, cm 7777777
00,0 17 О- У gcgp=detO э/7 ао-
(> т Специфическим параметром СУ является коэффициент асимметрии А, определяемый как отношение алгебраической суммы напряжений относительно земли на его плечах к их разности; при отсутствии асимметрии А = 0. Широкая полоса частот достигается в СУ как на связанных, так и иа раздельных (несвязанных) линиях [32, 51, 90]. Отрезки связанных линий используют (Ег в СУ как четырехполюсники (точнее, 2Я-цепи), вид которых зависит от входов, выбранных внешними, а также от условий на остальных двух входах (внутренних). В табл. 6.6 (сх. 1-8) приведены Удобные для анализа СУ схемы замещения отрезков двух связанных линий при различных граничных условиях [27]. Пара- Рис. 6.10. Общий вид синфазно-противофазного МУ с несимметричными относительно земли входами метры схем выражены через элементы матрицы волновых проводимостей 11 -12 [G] = . Будем полагать, что г/= О или оо; в сх. 6 линия L -gl2 22 (det[G]/gii) должна быть замкнутой на конце. Нетрудно заметить, что только в схеме 4 (табл. 6.6) изменяется полярность напряжения от входа к выходу. Подключив параллельно ее входу цепь, не изменяющую полярность, можно получить СУ, например, рис. 6.11 [26, 33, 89]. Секцию на идентичных связанных линиях можно представить симметричной (рис. 6.12, а, б). Поскольку = §22 8 то удобно пользоваться волновыми сопротивлениями W+ = W- = Ug-, где g* = gc ~ .= 2 (g - §12), а = gj, = (g + gi2)/2. Величины W+ и U/-, используемые и далее, соответственно вдвое меньше и вдвое больше введенных в § 6.1. Примем для СУ, показанного на рис. 6.11, что W= 117-/(1-А), а Wi= = W-/2k, где /г=--= W-/4U7+ характеризует связь между линиями. Тогда оба плеча схемы рис. 6.13 различаются лишь поворотом фазы на 180°, а коэффициент отражения на входе 1 рассчитывается просто: 5 =5 == (1+fe-1/г) cosx+j {[(l-k)VW~ + W-/r] sinx-а} (1 +А + l/r) cos x-h; {[(1 -k)/W- + W-/r] sin x-a} где a= [k(3- k)/W-] cosVsin x. Приняв / = (1 -Ь k)-, обратим в нуль вещественную часть числителя. Далее, для получения максимально плоской характеристики 151 = / (д:) приравняем нулю Рис. 6.11. Простое СУ с секцией на связанных линиях, изменяющей полярность IV;IV;x О IV;х ±-i Г.-1 г 7777777TJ77 а) S) Рис. 6.12. Схемы замещения плеча СУ, изменяющего полярность W7(7-k);x 7777777777777777777ГГ*777 Рис. 6.13. Схема замещения СУ на идентичных связанных линиях коэффициент при sin х в числителе, откуда Получим - k)l~[/\ + k. В этом случае W- = (1 - У \k (3-fe)/(l-fe)](cos xjsinx) 2 Vl + A cos л: {2 (1 -k) sin x - [k {3-k)/([ -k)] (cos A:/sin л:)} что иллюстрируется кривыми / на рнс. 6.14. Прн г = {I + k)- и W- < < (1 - k)l~[/\ -\-k характеристики принимают немонотонны!! вид (рис. 6.14). Дополнительный отрезок линии с Wi - W~/2k на рис. 6.11 можно совместить с основной линией передачи, выполнив их согласно схеме 7 из табл. 6.6 при у = оо. Сравнивая со схемой рис. 6.12, а, имеем: gja = 2k/W-, g = = ik/W-, gu= (1 + k)/W-. При A = Vs gii = g22 И тогда оба отрезка двухпроводных линий, входящих в СУ, идентичны. Однако при столь значительном k и х, мало отличающемся от 90°, оказывается большим 15. Для любых значений k справедлива схема рис. 6.15 и при оптимальном значении г = 1 [(П7-)2 (1 )2] sin x+ik cos X [(ir-)2+(l-й)2] smx~4k cosx-iW-(I-\-k)sin 2x 80 70 SO 50 iO x,epag Рис. 6.14. Расчетные зависимости 5=/(д;) для СУ с А=0 Г' Рис. 6.15. Вспомогательная йема для расчета коэффициента отражения Рис. 6.16. Изменяющее полярность плечо СУ, выполненное на коаксиальной линии (а), его схема замещения (б) При W- =1 - к получим зависимости, изображенные кривыми i на рис. 6.14. Рассогласование можно уменьшить, если выполнить плечо, изменяющее полярность, на коаксиальной линии (рис. 6.16,0). Ввиду экранирующего действия ее внешнего проводника = &2 = 1/. Й2 = + Пользуясь схемой 4 нз табл. 6.6, получим схему рис. 6.16,6- и, подключив ко входу / в качестве второго плеча, не изменяющего полярность, одиночную линию, образуем простейшее СУ с А = О и коэффициентом отражения (1Г/Го) cos д:-Ь/ - 1/Г) sin д:-(П^/Гр) cos A:/sin х\ (2-П7/П7о) cos л: -f / 1/П7) sin л:+(П7/П7о) соз д:/з1П х\ относительно нормированного сопротивления на входе, равного Уг- Используя схемы из табл. 6.6, можно получить н другие СУ. Так, например, соединив параллельно входы / схемы 4 при г/ = оо и схемы 3 при I/ = О, получим СУ с небольшой асимметрией [30]. Введением дополнительных отрезков линий можно обеспечить А = 0. Для уменьшения рассогласования применительно к СУ (рис. 6.11 нли рис. 6.13)-можно включить последовательно дополнительные разомкнутые на концах линии: две идентичные (ttj; х) на симметричных выходах и одну (П7/2; х) на входе СУ. В этом случае (рис. 6.17) возможны различные варианты выбора величин г, /?, и И^а.Для одного из них при/- = V +/(1 - ). R = 1/У1 -\- k(\-k), n7i = (3 - k) 12 (1 - kf и Га = (3 - й) Ы2 (1 - т\ -f k) s = - /а (-0-1-6 sin х) cos х 4с Уб [(2+й+з) sin л:-а; ]+У[8 (с -со5 л:)с Ь s\nH-a\b sm4-a) созЗл:] /Г 5- 1 Рис. 6.17. Вспомогательная схема для расчета коэффициента отражения IS1 0,001 0,005 0,003- 0,001-S0 1(=о,гзг
8Р ио 30 х,град Рис. 6.18. Зависимости ]5=/(л;) для СУ с А=0, имеющего корректирующие линии |
© 2007 EPM-IBF.RU
Копирование материалов разрешено в случае наличия письменного разрешения |