Главная страница Комод Кухня Компьютерный стол Плетеная мебель Японский стиль Литература
Главная  Устройства сложения и распределения 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 [ 29 ] 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49

Определим выигрыш в шунтирующей индуктивности в сравнении со схемой рис. 10.8, а, если каждый из сравниваемых ТЛ выполнен на одном магнитопроводе, причем последние идентичны и содержат равные суммарные числа витков m наматываемых линий. Для схемы рис. 10.20.

m = mo 2 2-= о{2* -1), (10.18)

= I

а для схемы типа рис. 10.8 при п = 2

in=tno

2 2 f-2

= 22 (*-i)mo.

(10.19)

где trioU tn - числа витков с напряжением U, равным напряжению с понижающей стороны сравниваемых ТЛ. Приравнивая правые части в (10.18) и (10.19), получаем,-что mjm, = 22(*-1)/(2* - 1). Отношение результирующих шунтирующих индуктивностей равно квадрату этой величины. Подобный эффект можно получить для ТЛ с изменением полярности и симметрирующих ТЛ. Так, например, если с понижающей стороны ТЛ 1 : 2* подключим каскадно ТЛ 1 : -1, то получим ТЛ 1 : -2* с и^а = витш =

10.6. СИММЕТРИРУЮЩИЕ ТЛ*.

При анализе схем симметрирующих ТЛ, в том числе простейшего (рис. 10.22)**, необходимо принимать во внимание линии {W+; дг* ) на рис. 10.2 и (Ilo. . о) на рис. 10.6, а, которые учитывают влияние земли и поэтому являются причиной асимметрии. Согласно сказанному в § 6.3 абсолютное значение коэффициента асимметрии составляет А = (f/a + U2)I{U2 - f/2) I и может быть измерено

1 Г

о/г

го X, spag


Рис. 10.21. Графики зависимостей 5=/(д:) для ТЛ, ириведениого иа рис. 10.20

Рис. 10.22. Схема простейшего ТЛ 1:±1/2

О симметрирующих ТЛ см. также § II.I -11.7.

Дополнительная индуктивность L уменьшает асимметрию иа нижних частотах и частично иа верхних (за счет собственной емкости).


как A = yTf/3/Kf/2p + !f/2P-2f/3p, где^/з= (t/a+ 4* lJr)l2 - напряжение между средней точкой равных резис-тивных нагрузок плеч и землей, т. е. сопротивлении Rg.

Используя схему рис. 10.2, и анализируя все устройство методом синфазных и противофазных возбуждений, получаем

Д|= = со8д:--Ь/(Г-/.)8!пд:- (10 20)

где 17+ - напряжение на зажиме 2 относительно земли для синфазного возбуждения, а f/7 - для противофазного. Определим далее входную проводимость

у ;-1со8л:- + /(Г-)-18!пл:- . со8л:--1-/Г-;?-181пл:-(R 4;?о)-1со8л:+ -Ь /(4Г+)-18Шл:+ С08 л:+(7?-1-4/?о)-1 4Г+sin л:+

Если = О, а д:+ = д:~ = п/2, то отсутствие отражения на несимметричном входе относительно сопротивления = W~ будет при нагрузке R = W~l{y + k), а относительно сопротивления Ri = R при R= W- (1 + fe2)-i/2, где k = Г-/4Г+. При R -= О, = r-/(l + fe2) и = х- = X

AoI==

co8A:-Kl-bfe-)sinA:

С082л:--[(1 -1- fe2)/fepsjn2.

При этих условиях

(l+fe)cosA:-b/8inA: W- L со8л: -1- /(1 -I- k)b\nx

(1 -- fe2) CO8 л: -1- ]k 8in X о.оъх^\\{\к^)1к\ътх

Mi соответственно S = (1 - У-й^~)1(У + У-а^), что иллюстрируется зависимостями на рис. 10.23.

При = Ш?- и i?o = О из (10.20) находим, что

A = Ao(i= (С052д:+ + fesinS д;+)-1/2, (10.21) COS X+k SmX- 1/2

9 С082 л:+-1-[(2/fe) 8in л:+-1-sin л:-р

Если = a = оо, то I Aco I = I cos x+\-.

Симметрирующий ТЛ типа 1 : ±1/2 (рис. 10.24, а) с меньшей асимметрией подробно анализируется в' [29]. [Известны и другие их варианты [30]. \

ТЛтипа 1 : ±1 (рис. 10.24, б)* иа симметричных двухпроводных линиях удобно анализировать методом синфазных и противофазных составляющих. Для этого воспользуемся схемой (рис. 10.25), в которой соединенные параллельно входы линий представлены для удобства анализа раздельными, по

Дополнительный магнитопровод дает некоторое уменьшение асимметрии в области верхних частот, хотя принципиальной необходимости в его Использовании нет. . , .



где

эквипотенциальными. Полагая сначала, что присутствуют только синфа-иые источники 1, 2, 5, 6, находим, что

(7+ = и^,и (cos x+-jAW+ К+ sin ,

Y+=(Rr2R,\jW-\gx-)lj(R-[2R,)W-\gx-. (10.22)

Синфазная составляющая входного тока

и ( r+)sinx+ + 4K+cosx+ 2 cosx++/4li;+K+sinA;+ При источниках 5, 4, 7, 8 определяем

= ~и^,и (соъх- +jW- Y- sinx-)-i ,

у- = 1 + \/j4Wngx+. (10.24)

Далее находим, что = + . 2 = з

а A=(tyo + (/2,)/((/2-(;2)l = 2+/f2- = KcosA:- +

+ /Г- К- sin л:-)/(со5 х+ + JAW+ Y+ sin х+) I.

Если i?o = О, то Д = До определитси вне зависимости от величины R и составит

I До I2 = I sin x-/sin х+ I . В сравнении с (10.21) получаем

-М^ = I sin х- I V\ + ik/tgx+)\

1-0 I1

где

151 0,1

к=0,25/

0,05,

ЪО iO т,араО

что для основной части рабочего диапазона можно считать равным I sin х- \. Если Rq = 00,

то Доо|=До12К1 + [W-IRQf, где е = 1/ tg х- + kl tg х+.

Рис. 10.23. Графики зависимостей 5=(л:) для схемы рис. 10.22

rvw-\



Рис. 10.24. Схемы ТЛ 1 : ±1/2 с уменьшенной асимметрией (а) и ТЛ 1 : ±1 (б) 174

Для определения входной проводимости схемы рис. 10.24, б осталось найти противофазную составляющую входного тока

Y-cos х-+UIW-) sin X-cos х- + jW- Y- sin X-

Используя теперь (10.23), находим

AW+Y+ + jigx+ . F-+( lF-)tgx-

Y =

21F+ I+/4r+r+tgA-+

1 +/r- Y- tg X-

Если Ra = 0, TO, подставив сюда выражения для при /?о = О и Y~, находим после преобразований, что

>вх =

(/?/Г-)2 (1 + 2) 1 2 (/?/r)V(tg x+\gx-) \-(RI\W-)\kl\g x++l/tgx-l

Зависимости S = /(x) для разных k приведены в [28].

Отсутствие отражения относительно сопротивления R = W~/2 на несимметричном входе имеет место при R = W~/{\ + k), а Относительно R = R/2 при R = W~/V 1 + fe, т. е., как и для Схемы рис. 10.22, но в отличие от нее A0I2 не зависит от R.

Несколько усложненная схема (рис. 10.26), обладающая меньшей асимметрией (ввиду равенства путей на землю с каждого плеча), может рассматриваться как каскадное соединение ТЛ типа 1 : ±1/2 (рис. 10.22) с ТЛ ± (1 : 2). Ее анализ с использованием схемы замещения (рис. 10.2) весьма громоздок, но может быть проведен подобно анализу схемы на рис. 10.22, если вместо симметричной Т-образной нагрузки {Rf2, R/2, Rg) имеется симметричная цепь, обусловленная ТЛ ±(1 : 2).

При использовании коаксиальных кабелей можно получить существенно меньшую (в идеальном случае нулевую) асимметрию. Так, схемы рис. 10.22 (с дополнительной индуктивностью) и рис. 10.24, б принимают соответственно вид схем рис. 10.27, а, б (другая модификация в [75]) и б. Для каждой из них теоретически А = О, а коэффициент отражения на несимметричном входе просто рассчитывается при использовании схемы рис. 10.6, а. В общем случае возможны самые разнообразные симметрирующие ТЛ на основе


Л 1

7-7У-ГГ7Т7-ГГ7-7-ГТТТ7-7

Рис. 10.25. Вспомогательная схема для анализа



схем рис. 10.28, а -в и др. Так, весьма компактный вариант предложен в [79]. Осуществимы, кроме того, и схемы параллельно-последовательного типа, подобные рис. 10.8, а и выполняемые на симметричных двухпроводных линиях или на коаксиальных кабелях [78], но отличающиеся от рис. 10.8, а тем, что исключена земля на выходе, нижняя линия выполнена на магнитопроводе и, следовательно, изменены величины f/np- При четных п это сводится к рис. 10.28, а. С ростом п усложняется анализ асимметрии для области верхних частот, но и он может быть произведен с использованием схем рис. 10.2 и 10.6, а.

Анализ приведенных схем в области нижних частот не вызывает затруднений. Так, для схемы рис. 10.28, а образуется парал-


+ 1 Z -

Рис. 10.26. Схема ТЛ 1 : ±1, образованного каскадным соединением


Рис. 10.27. Схемы симметрирующих ТЛ иа кабелях


Рис. 10.28. Функциональные схемы повышающих ТЛ типа 1 : ±п/2 (о, б) и понижающих ТЛ типа я : ±1/2 (в)


лельным соединением шунтирующих индуктивностей составляющих ТЛ. Если, например, входящие в них линии выполнены на идентичных магнитопроводах, а. числа витков наматываемых линий относятся между собой как величины соответствующих продольных напряжений, то, используя (10.6) и (10.9), находим, что Ls = = L,l{n - 1).

Глава 11

11.1

ТРАНСФОРМАТОРЫ НА ЛИНИЯХ С МИНИМАЛЬНЫМ ВНУТРЕННИМ НАПРЯЖЕНИЕМ

ТЛ с ЦЕЛОЧИСЛЕННЫМИ КОЭФФИЦИЕНТАМИ ТРАНСФОРМАЦИИ

Существенным недостатком ТЛ параллельно-последовательного типа является резкое увеличение внутреннего напряжения с ростом п, что ведет к значительному возрастанию габарита ТЛ и сужению его рабочей полосы частот. Минимальная величина внутреннего напряжения, имеющая место при каскадном соединении нескольких (к) ТЛ 1:2, позволяет получить лишь п = 2*. Минимальные значения t/вн при любом целочисленном коэффициенте трансформации имеют ТЛ, построенные по принципу, излагаемому ниже.

Образуем согласованный ТЛ из трех ЭТЛ (рис. 11.1), соединенных в соответствии со схемой рис. 10.10, для которой U = = вн min = - 1 Примем волновые сопротивления первого участка линии на магнитопроводе и трех коаксиальных (фазокомпенсирующих) линий, размещенных вне его, равными W. Тогда по каждой из этих четырех линий начнут распространяться колебания амплитудой напряжения U и тока UIW. Если электрические длины первого участка линии, размещенной на магнитопроводе, и линии, подключенной последовательно к его выходу, одинаковы и равны 1 {хх = д:), то колебания падающих волн на их выходах сложатся синфазно.

ZU/w

- I -

Рис. 11.1. Согласованный ТЛ 1:4 c £Увя = £/

вв ш1п =



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 [ 29 ] 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49

© 2007 EPM-IBF.RU
Копирование материалов разрешено в случае наличия письменного разрешения