получим схему (рис. 12.3) с четырьмя попарно развязанными входами 1 и 3, 2 и 4, прн Ri = R2 = R н Яз = Ri = 2R.

Если необходимо передать мощность к двум нагрузкам, симметричным относительно земли, то за счет добавочного развязывающего резистора [43] схема может быть упрощена (рис. 12.4) путем исключения отводов, образующих вход /. В этом случае развязывающие резисторы R = R - R включены (как и резистор Ri = R в схеме рис. 12.3) между эквипотенциальными зажимами. Поэтому напряжение на каждом из них равно нулю.

Возможна, наконец, автотрансформаторная схема с четырьмя несимметричными относительно общей земли попарно развязанными входами и с произвольным коэффициентом деления [44].

Недостатками этой схемы являются разница в величинах сопротивлений на входах и трудно реализуемые большие коэффициенты трансформации. Только при двух магнитопроводах не накладываются ограничения на относительные величины этих сопротивлений при произвольном т. Вводя дополнительные обмотки, можно получить меньшие отношения чисел их витков, т. е. меньшие коэффициенты трансформации [45]. Другие варианты схем равного и неравного деления мощности рассмотрены в [89, 102].

Теперь перейдем к изучению устройств сложения и деления мощностей, выполненных на ТЛ. Их уместно разделить на два класса: 1) устройства с одним магнитопроводом, 2) устройства с двумя магнитопроводами.

2.2. УСТРОЙСТВА С ОДНИМ МАГНИТОПРОВОДОМ

Примем в качестве исходной схему рис. 1.6, а и заменим в ней идеальный Тр 1 : -1 на ТЛ 1:-1, образовав устройство (рис. 12.5, а) [46]. Продольное напряжение на его линии указано в предположении, что не сказывается шунтирующее действие индуктивности намагкичивания, а электрические длины линий синфазной и противофазной волн (рис. 10.2 и 10.6) еще малы; эти условия принимаются для всех устройств сложения и деления мощности.

В области нижних частот входы 1 н 2 полностью развязаны, причем вход 2 согласован, а коэффициент отражения на входе / равен S = ~{1 + j2(i>LlR)-\

В области верхних частот при = = Е модули рабочих коэффициентов отражения на входах / и 2 и коэффициент передачи мощности в нагрузку (рис. 12.6, а) соответственно равны:

I Tl I = К[9 (1 - cos xf + 4Й-* sin* х]/а,

I = 1[9(1 - cosxf + sin* xVc,

Ul* = PJPm = [16 (1 + COS xf + 6* sin* xVa,

где b = 2R/W, a = (1 + 7 cos x)* + A (b + 2lbf sin* x, с = = (1 -f 7 cos x) -I- 96* sin X.

Величина развязки между входами 1 н 2 составляет I [дБ] = 10 Ig {а/4 [(1 - cos xf + b sin x\},

что иллюстрируется рис. 12.6, б.

В рассматриваемом устройстве симметричный резистор 2R можно перевести в несимметричный относительно земли с помощью дополнительной коаксиальной линии (рис. 12.5, б).

Другое устройство (рис. 12.7) [17, 48, 49, 52], симметричное относительно входов / и 2, согласованных в рабочем режиме при Е^ = = Е^в области нижних частот, но развязанных не полностью, характеризуется матрицей рассеяния

[S]=---Г~ Ч, (12.6)

2(4+fe) L 1 -iJ*

где k = RljcaL.

Если параллельно резистору с сопротивлением RI2 подключить индуктивный элемент L, то входы 1 н 2 окажутся полностью развязанными, но несогласованными. В этом случае

[S] =

-1 О о -1

(12.7)

4-1-й

Для анализа устройства в области верхних частот представим его схему замещения симметричной, перенеся идеальный Тр 1 :-1,

+ и, -.

Рис. 12.5. Простейшее устройство суммирования мощности (а) и вариант его выполнения (б)

Z0 ио х,граВ а)

5 25 U5 x,apag 6)

Рис. 12.6. Расчетные зависимости ll (а) и \ (б) от электрической длины участка линии х для схемы рис. 12.5

обусловленный перекрещиванием проводников, в середину линии. При El = Е2 из условия холостого хода по оси симметрии (короткое замыкание для идеального Тр 1 : - 1) получаем: = Zg = = 2Z3 = + jW tg {x/2) и соответственно коэффициент передачи мощности в нагрузку R/2 будет равен 1/1 = 11 + + [W/2Rc{g{x/2)V}-\ М V -г

Развязка между входами /и2схемырис. 12.7, определяемая методом синфазных и противофазных возбуждений (§ 2.3), составляет

[дБ] = 20 ig

EI2R

20 Ig

(72)+ /2 (W/R+R/W) tfi (x/2) tg- (xj2) + / (W/R +RIW) tg (x/2)

Достоинством устройства (рис. 12.7) является равенство нулю продольного напряжения при сложении равных мощностей синфазных колебаний и соответственно отсутствие потерь в магнитопроводе. При выходе из строя (или отключении одного источника) продольное напряжение составит половину напряжения на входе устройства.

Осуществимы также схемы с автотрансформаторным включением симметричной относительно земли нагрузки [19, 50J. Наиболее предпочтительна из них схема рис. 12.8, приведенная в [19]. Она симметрична относительно входов 3 а 4. В области нижних частот по отношению к этим входам справедливы матрицы (12.6) и (12.7). Для области верхних частот при синфазных колебаниях равно-

й о

-/ WW.

-1-i-C->r\-\

.1 rw.Vzj

Рис. 12.7. Простейшее симметрия- Рис. 12.8. Симметричное устройство Ное устройство

Рис. 12.9. Схемы устройств с повышающей трансформацией:

а - согласованное; б - с увеличеииой развязкой

амплитудных источников Z3 == Z4 = /? + /Г tg (хП). При противофазных источниках на входах 3-я 4 нагрузки для них равны R, если Г = /? (продольные напряжения указаны на рисунке). Развязка между входами 3\i4, рассчитываемая с помощью метода синфазных и противофазных источников, составляет

[дБ] = 101g4[l Л-{2Rmf z\t х\.

(12.8)

Введем теперь в схему рис. 12.5, а дополнительную (фазокомпенсирующую) линию (рис. 12.9, а) [19, 51-53]. Тогда при Г = i? синфазные равноамплитудные источники на входах / и 2 станут согласованными в области верхних частот, но не полностью развязанными. Величина развязки между входами / и 2, определяемая методом синфазных и противофазных возбуждений, \ [дБ] = = 10 Ig 4 (4 ctg* X + 1), что совпадает с (12.8). Для увеличения развязки симметричный относительно земли резистор с сопротивлением 2R следует включить через две идентичные дополнительные линии (рис. 12.9, б). Пользуясь методом синфазных и противофазных возбуждений, нетрудно рассчитать развязку

UflB] = 20lg

(/l-b/64gxi)(A-t-/64gx)

62 (\gxi-igx)(A-b)

= 00

и рабочий коэффициент отражения

tgxi-f/[6-(l/6)(l + tgXitg-tx)] Араб - 2ctgx-tgxi-t-/[fe-f (l/6)(l-i-tgxitg-ix)]

(12.9)

где Л = Ь (2 - tg X tg Xl) + j{igx + \g x); b = W/R.

При Xi = X имеем Грб = S+ = S. Приравняем нулю мнимую часть числителя в (12.9), т. е. примем b = V2. Тогда

5Uin = 0 +2ctgx)-

(12.10)

В этом случае коэффициент отражения на входах 3 и 4, полностью развязанных между собой, также минимален и определится из (12.10). Результаты численного расчета (рис. 12.10, о) позволяют принять компромиссное решение между величинами развязки и рассогласования.

Вместо упомянутых дополнительных линий можно подключить корректирующие элементы, в частности сосредоточенные*, с помо.

* Корректирующими элементами приииты: С^ф] - 33 10 Ьз I X X k/W - удвоенная емкость, шунтирующая развязывающий резистор с сопротивлением 27?, и Lj rj = 33.10-6ift/r - индуктивность элемента, подключенного между каждым зажимом этого' резистора и входами устройства (см. стр. 206 § 11.6 для обозначений k и /).

щью которых уменьшить рассогласование в режиме противофазного возбуждения на входах 1 н 2 (S ), сохраняя полное согласование в рабочем режиме. В этом случае увеличится развязка между входами / и 2 и она определится, как и для устройства рис. 12.9, а, из соотношения = 20 Ig (2/( S~ ) == 20 Ig 2 + Q, что иллюстрируется кривыми на рис. 12.10, б, в. Величина Q принята для удобства пользования этими кривыми и в дальнейшем, при анализе устройств с большим числом развязанных входов.

В рассмотренных выше устройствах один из четырех входов сим-метричен относительно земли. Все четыре несимметричных относительно земли входа имеются в схеме с дифференциальным трансформатором (рис. 12.2). Таким образом, задача сводится к отысканию схемно-конструктивного решения для дифференциального трансформатора в области верхних частот.

Одно из таких решений заключается в усовершенствовании схемы рис. 12.9, б при Xi = X. Для этого линии, связывающие входы / и 2 со входом 4, размещаются на уже имеющемся магнитопроводе 155], благодаря чему образуется четвертый несимметричный относительно земли вход (рис. 12.11).

В области нижних частот входы / и 2 развязаны полностью. Чтобы обеспечить то же самое для входов 3 и 4, следует включить параллельно резистору на входе/ компенсирующую индуктивность L, которой шунтирован вход 2.

8 16

ио X, град

Zh ъг to х,граб 8 16 ги ъг

0) В)

Рис. 12.10. Зависимости \={х) (непрерывные линии) и ]Г|=/(;с) (штриховые) для схемы рис. 12.9,6 при 6= Vl+i/ (а); зависимости S-1 =[(д:) (непрерывные линии) и Q=f(x) (штриховые) для схемы рис. 12.9, а прн подключении сосредоточенных, нормированных к 157=1 корректирующих элементов (б):

(/ - при 6,-0, R=\; 2 -при 6, = !, 3 - при * = 0,928, Л-1,119-); - при 6,-0,8756,

Я=1.222-; в -те же зависимости при Л-1 и двухэлемеитиой коррекции (/ - при bi- bj = 0; 2 - при ft, = 2. Й2=1; 5 -при ft, = 1.8413, 6г=1.0426- 4 - при 6, = 1,654 , 62-1,1020; 5 -при 6,-1,4106. 6j-1.202)

Используя в области верхних частот схему рис. 10.5, б для всех трех размещенных на магнитопроводе линий, получим простую симметричную схему с попарно развязанными входами 1 \\ 2, 3 vl 4*. Действительно, при подаче напряжения только на вход 4 равноамплитудные колебания, распространяющиеся по линиям, взаимно компенсируются на входе 3. Аналогичное положение справедливо и по отношению ко входам 1 и 2.

При W/R = V 2 получаем одинаковую и наиболее пологую за-виси.мость модуля коэффициента отражения на всех входах. В результате для схемы рис. 12.11 зависимости 15jj I; =1-4 = / (v) при = 1/2 определяются из (12.10):

Sii = S34 =0, s13 = S14 =523= -5-24,

IS13I - K2cos;c/(l + cosx).

Чтобы суммировать мощность в трансформированной, гальвани-чэски развязанной, симметричной относительно земли нагрузке, на том же магнитопроводе размещается аналогичная четвертая линия, лучше всего коаксиальная, и добавляется такая же, размещенная вне магнитопровода (рнс. 12.12). При этом каждая из линий, образующих плечи симметричного входа 2, имеет удвоенное волновое сопротивление. Конструкция этого устройства упрощается при совмещении проводников с общими зажимами.

На основе дифференциального трансформатора осуществима также схема (рис. 12.13), получаемая из схемы рис. 12.9, а при подключении развязывающего резистора с сопротивлением 2R через линию, раз.мещенную на имеющемся магнитопроводе. При этом сохраняются параметры схемы рис. 12.9, а, но образуется четвертый вход, несимметричный относительно земли, и становится возможным складывать в несимметричной относительно земли нагрузке равные мощности противофазных источников.

Мы пока не получили устройства, которое согласовано и попарно развязано как в области нижних, так и в области верхних частот. Первое условие принципиально невыполнимо в области нижних частот ввиду конечной величины индуктивности намагничивания, отнесенной к одному из входов. Развязанный с ним вход будет сог-

* Поскольку при равноамплитудных синфазных источниках на входах 3 и 4 (или единственном источнике нг входе /) индукция в магнитопроводе равна нулю, волновое сопротивление 7+ (в случае схемы рис. 10.2) или Wo (для схемы рис. 10.6, а) существенно меньше, чем при наличии поля в магнитопроводе. Это обусловливает уменьшение развязки.

8 Зак. 1079

Рис. 12.11. Устройство с четырьмя несимметричными относительно земли входами